Для любителей цифровой техники может представить интерес устройство умножения частоты, на выходе которого число импульсов в некоторое целое число раз больше, чем подано на вход. Схема такого устройства приведена на рисунке.

Входные импульсы U„ подают на формирователь, выполненный на микросхеме DD1. Независимо от продолжительности входных импульсов, на неинвертирующем выходе (вывод 6 микросхемы DD1) формируются короткие импульсы высокого уровня, длительность которых определяется параметрами элементов С1, R1 и встроенного сопротивления микросхемы (около 2 кОм). Период их следования соответствует периоду входных импульсов.

Сформированные короткие импульсы поступают на два входа (выводы 2 и 3) счетчика, выполненного на микросхеме DD2, и обнуляют его. На четырех выходах счетчика (FO - F3) устанавливается уровень лог.0, а на выходе элемента DD3.3 - уровень лог. 1 независимо от положения переключателя SA1. Уровень лог.1 на одном из входов элемента DD3.4 (продолжительность действия этого уровня совпадает с длительностью периода входных импульсов) разрешает прохождение серии импульсов по второму входу от генератора на элементах DD3.1 и DD3.2. С выхода элемента DD3.4 импульсы подаются на счетный вход микросхемы D02 (вывод 14). Выходные импульсы прекратятся, когда на вход элемента DD3.3 будет подан уровень лог.1. Это зависит от положения переключателя SA1. В положении 1 ("х2") уровень лог.1 появляется после прохождения двух импульсов по счетному входу, т. е. устройство умножает входные импульсы в два раза, в положении 2 ("х4") - в четыре раза и в положении 3 ("х8") - в восемь раз.

Для правильной работы устройства необходимо выполнение требования, чтобы частота собственного генератора хотя бы в 10 раз была выше частоты входных импульсов. При номинальных

значениях конденсаторов и резисторов, показанных на схеме, частота генератора составляет 100 кГц, а поэтому частота входных импульсов не должна превышать 10 кГц. Из-за задержки фронтов входных импульсов при работе микросхемы DD1 происходит некоторое запаздывание выходных импульсов по сравнению с входными. Задержка может быть уменьшена снижением сопротивления резистора R1, но его сопротивление нельзя уменьшать до значения менее 1 кОм.

Примечание редакции.
В устройстве можно использовать отечественные радиоэпеметы К155АГ1 (DD1), К155ИЕ2 (DD2), К155ЛАЗ (DD3), КД521А (VD1 и VD2).

Первоисточник: Умножител на честота. "Хоби-електроника 1",
сборник -София, "ЕКОПРОГРЕС", 1992

Источник: РАДИО N9, 1997 г

C этой схемой также часто просматривают:

Удвоитель на составном каскаде. Устройство (рис. 14.18) собрано на двух транзисторах разной проводимости. В исходном состоянии оба транзистора закрыты. На входе действует сигнал гармонической формы. Положительная полярность входного сигна­ла открывает транзисторVT1 и закрывает транзисторVT2. Проте­кающий ток транзистораVT1 создает падение напряжения на ре­зисторахR3 иR4. На первом выходе будет сигнал, совпадающий по фазе с входным сигналом, а на втором выходе сигнал будет находиться в противофазе. При равенстве сопротивлений резисто­ровR3 иR4 амплитуды этих сигналов будут равны. Отрицательная полуволна входного сигнала закроет транзисторVT1 и откроет транзисторVT2. НаВыходе 1 появится сигнал, находящийся в про­тивофазе с входным сигналом, а наВыходе 2 - будет совпадать по фазе с входным сигналом. Таким образом, при подаче на вход си­нусоидального сигнала наВыходе 1 все полуволны будут положи­тельными, а наВыходе 2 - отрицательными. Удвоитель работает в диапазоне частот от 200 Гц до 20 кГц.

Рис. 14.18 Рис. 14.19

Транзисторный удвоитель. Удвоитель (рис. 14.19) состоит из двух транзисторов. Первый транзистор работает в схеме с коллекторно-эмиттерной нагрузкой, и коэффициент передачи его равен единице. Второй транзистор работает в схеме с ОБ. Входной сигнал создает в эмиттереVT2 ток, который на коллекторной нагрузкеR3 создает напряжение, равное по амплитуде входному напряжению. Таким образом, положительная полуволна гармонического сигнала проходит через транзисторVT1 и выделяется на резистореR3 со сдвигом по фазе 180°, а отрицательная полуволна проходит через транзисторVT2 без изменения фазы. В результате напряжение на резистореR3 будет иметь вид, получаемый после двухполупериод-ного выпрямления входного сигнала. Удвоитель работает в широ­ком диапазоне частот, который определяется типом примененных транзисторов.

Умножитель на транзисторах. Схема удвоения частоты входно­го гармонического сигнала (рис. 14.20) состоит из двух каскадов. Каждый каскад увеличивает частоту сигнала в 2 раза. Положи­тельная полуволна входного сигнала с амплитудой 0,5 В открывает транзисторVT2. Отрицательная полуволна проходит через транзи­сторVT1. Эти два сигнала суммируются на резистореR2. Транзи­сторVT2 инвертирует входной сигнал,a VT1 - не инвертирует. На резистореR2 формируется сигнал двухполупериодного выпрямле­ния. Этот сигнал через эмиттерный повторитель подается на второй каскад. Амплитуда выходного сигнала повторителя равна 0,6 В.

Рис. 14.20 Рис. 14.21

Диодный умножитель. Входное гармоническое напряжение (рис. 14.21) подается на трансформатор. Во вторичной обмотке трансформатора включены две фазосдвигающие цепочки. В них про­исходит сдвиг фазы гармонического сигнала на 120°. В результате этого через диоды проходят сигналы, сдвинутые по фазе. На вход­ном сопротивлении транзистора они суммируются. Третья гармони­ка суммарного пульсирующего сигнала выделяется контуром. Но­миналы элементов фазосдвигающих цепочек рассчитаны на частоту 400 Гц.

Рис. 14.22

Детекторный удвоитель частоты. В основу такого удвоителя (рис. 14.23) положено двухполупериодное выпрямление на двух транзисторахVT1 иVT2. Отрицательная полуволна выходного на­пряжения ОУ проходит через транзисторVT1, а положительная - через транзисторVT2. РезисторыR6 иR8 выбраны одинаковыми, поэтому коэффициенты передачи обеих полуволн равны. Для устра­нения искажений формы выходного сигнала, вызванных влиянием порогового начального участка характеристик транзисторов, ис­пользуется ОУ с нелинейной ООС. С помощью потенциометраR2 на выходе ОУ устанавливается напряжение, соответствующее минимальным искажениям выходного сигнала. Удвоитель хорошо ра­ботает при треугольной форме входного сигнала. Для этой формы входного сигнала можно последовательно включать до десяти схем умножения.

Рис. 14.23 Рис. 14.24

Рис. 14.25

Дифференциальный удвоитель. Удвоитель частоты (рис. 14.24) состоит из эмиттерного повторителя, собранного на транзистореVT1, и усилительного каскада, построенного на транзистореVT2. Входной сигнал через конденсатор С1 поступает в базу транзисто­раVT1. В эмиттере этот сигнал складывается с сигналом, который проходит через транзисторVT2. ТранзисторVT2 работает в нели­нейном режиме. Он пропускает отрицательные полуволны входного сигнала. Перевернутый по фазе входной сигнал будет вычитаться из сигнала эмиттерного повторителя. Уровень взаимодействующих сигналов можно регулировать резисторамиR4 иR5. РезисторR4 управляет амплитудой отрицательной полуволны, а резисторR5 регулирует отношение эмиттерного сигнала к коллекторному.

Удвоитель частоты прямоугольного сигнала. Устройство (рис. 14.25,а) осуществляет преобразование входного сигнала гар­монической формы в прямоугольный сигнал с удвоенной частотой. Входной сигнал поступает в эмиттеры транзисторовVT1 иVT2. ТранзисторVT1 работает в режиме ограничения. Второй транзи­стор также ограничивает сигнал, но за счет конденсатора С1 про­исходит сдвиг выходного сигнала на 90° относительно входного. Два ограниченных сигнала суммируются через резисторыR6 иR7. Суммарный двухполярный сигнал с помощью транзисторовVT3 иVT4 преобразуется в сигнал с удвоенной частотой. Эпюры сигналов в различных точках показаны на рис. 14.25,б. Удвоитель работает в широком диапазоне частот от 20 Гц до 100 кГц. Такой диапазон можно перекрыть, если применить со­ответствующую емкость конденсато­ра С1. Входной сигнал должен иметь амплитуду не менее 2 В.

Компенсационный умножитель. Умножитель частоты компенсацион­ного типа (рис. 14.26) построен на одном транзисторе. Ограниченный по амплитуде сигнал суммируется с входным сигналом гармонического вида на резистореR1 В Deэvль тате на выходе формируется сигнал, частота которого в 3 раза вы ше частоты входного сигнала. Форма выходного сигнала не являет­ся идеально гармонической. Этот сигнал необходимо пропустить через фильтр, чтобы уменьшить уровень высоких гармоник На Фор­му сигнала в большой степени влияет уровень ограничения транзи­стора. При малых углах отсечки выходного сигнала значительно уменьшаются высокочастотные спектральные составляющие. Умень­шается при этом и амплитуда третьей гармоники.

Рис. 14.26 Рис. 14.27

Делитель на ОУ. Делитель (рис. 14.27,а) построен на четектн-ропании суммарного сигнала на выходе ОУ. НаВход 1 полается сигнал гетеродина с амплитудой 0,1 В, наВход 2 - преобразуемый сигнал. Зависимость амплитуды выходного сигнала от преобразуе­мого сигнала показана на рис. 14.27,б.

Умножители частоты представляют собой генератор с внешним возбуждением, колебательный контур которого настроен на частоту, кратную частоте входного сигнала. Так как входной сигнал гармонический, то для обогащения его спектра он испытывает нелинейные преобразования (п.2.7.). При выборе точки покоя на ВАХ в начале координат или левее начала имеет место последовательность импульсов тока, как показано на рис. 3.8.

Рис. 3.8. Примерный вид последовательности импульсов тока через нелинейный элемент

Половина фазового угла, в пределах которого протекает ток через нелинейный элемент, называется углом отсечки. Итак, на рис. 3.8 – угол отсечки, который зависит как от положения точки покоя П, так и от амплитуды входного сигнала. С увеличением амплитуды входного сигнала в импульсах тока может появиться провал. При использовании в качестве нелинейных элементов транзисторов и электронных усилительных ламп провал вызван появлением обратного тока при больших амплитудах входного сигнала (см. лабораторную работу «Исследование генератора с внешним возбуждением»).

Спектр последовательности импульсов тока через нелинейный элемент

имеет амплитуды гармоник, убывающие с номером гармоник. Постоянная составляющая тока I 0 и амплитуды гармоник зависят от угла отсечки и могут быть вычислены через коэффициенты Берга (А.И.Берг – советский радиофизик, академик АН СССР):

; ; ;…, (3.10)

где I m и – амплитуда импульса (максимальное значение импульса);

, , , …, – коэффициенты Берга, зависящие от угла отсечки и вычисляемые по следующим формулам:

; (3.11)

где n = 1, 2, 3,…

На рис. 3.9 приведены графики Берга.

Рис. 3.9. Графики Берга

При выделении контуром n-ой гармоники мощность выделенных колебаний Р к и коэффициент полезного действия генератора вычисляются по следующим формулам:

, (3.14)

где Е К – напряжение источника питания (например, коллекторное напряжение);

Р И – мощность, затрачиваемая источником питания;

– коэффициент использования напряжения источника питания.

При умножении частоты электрическая энергия, поступаемая в колебательный контур в тормозящую фазу (см. принципы генерирования электромагнитных колебаний) первого периода колебания (рис. 3.10), поддерживает постоянное значение амплитуды сигнала на отрезке времени подачи этой энергии. Затем амплитуда убывает по экспоненциальному закону:

где , r – сопротивление контура, учитывающее потери энергии в контуре, L – индуктивность колебательного контура.

Рис. 3.10: а – примерный вид напряжения на контуре (на выходе генератора) в режиме умножения частоты n =2; пунктиром показана зависимость затуханий свободных колебаний; б – импульсы тока активного нелинейного элемента (например, транзистора), квадрат площади которых пропорционален электрической энергии, поступающей в контур через период собственных колебаний; импульсы поступают в тормозящую фазу напряжения

Очевидно, что чем меньше значение величины , тем стабильнее по амплитуде будут колебания на выходе умножителя частоты. Потери энергии в контуре учитываются добротностью контура

где – энергия, запасенная в контуре;

– энергия потерь в контуре за период колебания;

.

Интеграл берется по частям:

где ;

Подставляя в (3.16) и энергию потерь Е пот , и учитывая, что добротность контура Q определяется на резонансной частоте , окончательно получаем

где – волновое сопротивление контура.

Вывода выражения для волнового сопротивления контура можно произвести из равенства энергий запасенных в магнитном поле катушки и электрическом поле конденсатора:

. Откуда , .

Добротность нагруженного контура Q Н, то есть вычисляемая по определению (114), когда выход генератора с внешним возбуждением подключен к нагрузке, равна:

Q Н = 150…200, (3.18)

а волновое сопротивление контура

50…200 (3.19)

в зависимости от диапазона радиочастот.

При высокой добротности Q Н, то есть очень малых потерях электрической энергии за один период колебания, амплитуда затухающих колебаний на интервале времени t меняется несущественно; и этим фактором, влияющим на амплитудную стабильность умножителя частоты, можно пренебречь.

Другим, существенным фактором, влияющим на стабильность амплитуды колебаний с выхода умножителя частоты, является угол отсечки . Так как импульсы тока поставляют энергию в колебательный контур, то их длительность не должна превышать Т/2, где Т – период колебаний в контуре (см. рис. 3.10). Только в этом случае вся поступающая в контур энергия приходится на тормозящую фазу напряжения (электрического поля) и кинетическая энергия носителей зарядов в активных нелинейных элементах переходит в электрическую энергию колебаний в контуре. Следовательно, с увеличением кратности умножения частоты входного сигнала угол отсечки должен уменьшаться. Уменьшение приведет к уменьшению амплитуды импульса тока I m и, а это, в свою очередь, приведет к уменьшению амплитуды гармоники на выходе умножителя частоты (3.10). Если угол отсечки не изменять, то импульсы тока будут иметь длительность . Это приведет к существенной амплитудной нестабильности колебаний, так как энергия будет поставляться в контур не только в тормозящую фазу, но и в ускоряющую фазу колебаний. Легко экспериментально убедиться в том, что при происходит срыв колебаний в контуре (лабораторная работа: «Исследование генератора с внешним возбуждением»).

Двухкаскадная схема умножителя частоты входного сигнала показана на рис. 3.11. Первый каскад собран на транзисторе VT1, а второй на транзисторе VT2. Резисторы R б обеспечивают замыкание контура для протекания тока базы I б и создают отрицательные смещения на базах своих транзисторов за счет постоянной составляющей тока базы I б0 .

Рис. 3.11. Двухкаскадная схема умножителя частоты

Пример: для обеспечения некоторого угла отсечки необходимо точку покоя П сместить влево от начала координат (см. рис. 3.8) на 0,2 В. Импульсы тока базы i б (t) следует написать в форме (3.9), где . Тогда R б = U бэ0 /I б0 = 0,2/I б0 . При I б0 = 30 мкА, R б = 6,8 кОм.

Усилитель,собранный на транзисторе VT2, предназначен для усиления гармоники частотой f 0 = mf АГ до уровня нормальной работы второго каскада умножения. Усилитель должен работать в линейном режиме. Он собран по схеме с фиксированным напряжением на базе и эмиттерной стабилизацией (см. расчет данного усилителя).

Резистор R э обеспечивает температурную стабилизацию точки покоя. Конденсатор С э исключает отрицательную обратную связь (ООС) по переменному напряжению; для этого необходимо выполнение следующего условия: Х сэ << R э.

Резисторы R к обеспечивают расчетные значения напряжений между коллектором и эмиттером U кэ транзисторов.

Емкости фильтров С ф1 и С ф2 выбираются из условия развязки каскадов по композиционным частотам, близким к резонансным частотам колебательных контуров f 01 и f 02 .

Как уже отмечалось, для увеличения кратности умножения частоты одним каскадом необходимо уменьшать угол отсечки , что приводит к уменьшению амплитуды импульсов I m и и, следовательно, амплитуды выделяемой контуром гармоники кратной частоты, а это, в свою очередь, ограничивает кратность умножения. Для повышения кратности умножения частоты одним каскадом необходимо в него включить дополнительно два устройства: ограничитель и линейный резистивный усилитель, как показано на рис. 3.12.

Рис. 3.12. Каскад умножителя частоты, включающий ограничитель на транзисторе VT1, линейный усилитель на транзисторе VT2 и генератор с внешним возбуждением на транзисторе VT3

Резистивный усилитель, собранный на VT2, является усилителем с фиксированным током базы, подробный расчет которого дан в следующем разделе. Этот усилитель увеличивает амплитуду импульса, не изменяя угла отсечки , который задается выбором точки покоя П ограничителя, собранного на VT1. Положение точки покоя на входной характеристике транзистора VT1 определяется расчетом резистора R б1 . Подстроечный резистор R б2 позволяет установить критический режим работы генератора с внешним возбуждением (см. Генератор с внешним возбуждением).

Умножение частоты это процесс получения колебаний с частотой кратной частоте исходного колебания.

Умножение частоты применяется в случае, если по каким либо причинам невозможно получить колебание с требуемой частотой (на частотах нескольких сотен мегагерц и выше) или при необходимости получить частоту колебаний с точностью кратную определенной частоте.

Умножение частоты может осуществляться тремя методами:

• метод угла отсечки;
• метод получения частот с помощью периодической последовательности импульсов (ППИ);
• метод получения кратных частот с помощью радиоимпульса.

Метод угла отсечки

Данный метод используется для получения гармонического колебания с кратной частотой из другого гармонического колебания. Для получения колебания с требуемой частотой необходимо трансформировать спектр входного сигнала (внести в спектр новые гармонические составляющие). Для трансформации спектра используется нелинейный элемент, работающий в режиме отсечки. Для этого положение рабочей точки задается, с помощью напряжения смещения U 0 , за пределами вольт-амперной характеристики элемента (рисунок 26). В этом случае элемент открывается лишь в момент, когда напряжение входного сигнала Uвх достигает определенного начального значения Uн. Когда Uвхуглом отсечки (q), который равен половине той части периода входного колебания, в течении которой через нелинейный элемент протекает ток, или, другими словами, равен половине длительности импульса. При q=0 напряжение на выходе элемента отсутствует, т. к. элемент все время закрыт. При q=180° элемент работает без отсечки и на выходе наблюдается гармоническое колебание, причем в спектре этого колебания будет присутствовать постоянная составляющая.

Рисунок26 - К пояснению режима работы нелинейного элемента при умножении частоты

Угол отсечки может быть определен из выражения

cos ? = (U н — U 0 )/ Um (36)

где Um — амплитуда входного колебания.

Амплитуда импульсов выходного тока определяется выражением

Im = S ср ? Um (1 — cos q ) (37)

В спектре полученной периодической последовательности содержится множество составляющих расположенных на частотах кратных частоте входного сигнала. Амплитуда этих составляющих определяется выражением

Im k = a k (q ) ? Im (38)

где Im k — амплитуда k-ой составляющей спектра отклика;

a k (q) — коэффициент пропорциональности для k-ой составляющей спектра;

Im — амплитуда импульсов выходного тока.

Коэффициенты a k (q) зависят от угла отсечки и определяются по функциям Берга. Графики функций Берга для постоянной составляющей и трех первых гармоник представлены на рисунке 27.

Рисунок 27 - Графики функций Берга

Для определения коэффициентов необходимо определить значения a k для всех функций при требуемом угле отсечки q. Например, необходимо определить коэффициенты пропорциональности для q=80°. По графику a 0 определяем коэффициент пропорциональности для постоянной составляющей при значении q=80°. Он равен a 0 (80°)»0,28. Аналогично определяем значение коэффициентов a 1 (80°)»0,47 (по функции a 1), a 2 (80°)»0,24 (по функции a 2)? a 3 (80°)»0,05 (по функции a 3).

При умножении частоты необходимо получить колебание с требуемой частотой как можно большей амплитуды. Это возможно при максимальных значениях a k (q). В свою очередь максимум a k (q) наблюдается в точках максимума соответствующих функций Берга. Каждая функция имеет максимум при одном определенном угле отсечки. Угол отсечки, при котором наблюдается наибольшая амплитуда требуемой гармоники, называется оптимальным углом отсечки . Так оптимальным углом отсечки для второй гармоники является q=60°, а для третьей q=40°. Оптимальный угол отсечки задается напряжением смещения U 0 .

Данный метод позволяет получить колебания с кратностью 2 и 3. Это объясняется тем, что амплитуды гармонических составляющих, в спектре отклика, с большими номерами имеют слишком малую амплитуду. Задание требуемого оптимального угла отсечки для этих составляющих приведет к уменьшению амплитуды импульсов выходного тока и опять таки к получению колебаний с очень малой амплитудой.

Принципиальная схема умножителя частоты реализующего метод угла отсечки приведена на рисунке 28.

Рисунок 28 - Принципиальная электрическая схема умножителя частоты на транзисторе

В этом умножителе в качестве нелинейного элемента используется биполярный транзистор VT1, работающий в режиме отсечки коллекторного тока. На транзистор подается напряжение питания Ек и напряжение смещения U 0 . Входное напряжение поступает через колебательный контур L1 C1. Колебательный контур используется для получения большей стабильности частоты входного колебания, т. е. чтобы на вход транзистора поступало колебание содержащее только одну гармонику на требуемой частоте, и тем самым исключить искажение получаемого колебания. Транзистор трансформирует спектр колебания. Затем гармоника с требуемой частотой выделяется колебательным контуром L2 C2, используемым в качестве полосового фильтра.

Характеристикой умножителя частоты является коэффициент умножения, показывающий во сколько раз частота выходного колебания превышает частоту входного колебания

Ку= fвых/ fвх (39)

Как отмечалось выше коэффициент умножения данного умножителя не превышает 3. Для получения Ку>3 необходимо использовать многокаскадные схемы умножителя (последовательное включение нескольких умножителей). Например для получения Ку=6 необходимо последовательно включить два умножителя с Ку=2 и Ку=3.

Методы умножения частоты с помощью ППИ и радиоимпульса

Метод получения кратных частот с помощью ППИ основан на том, что в спектре периодической последовательности уже имеются гармонические составляющие на кратных частотах сигнала, т. е. кратных первой гармонике (рисунок 29). Поэтому из спектра необходимо только выделить гармонику с требуемой частотой. Для получения колебания с большей амплитудой, необходимо выделять гармонические составляющие первого лепестка спектра, причем амплитуда составляющих уменьшается меньше, если количество составляющих в лепестке больше. Таким образом, для умножения частоты используются периодические последовательности со скважностью более 14.

Данный метод позволяет увеличить частоту колебания в десятки раз.

Метод получения кратных частот с помощью радиоимпульса заключается в перемножении исходного колебания с другим высокочастотным гармоническим колебанием, т. е. осуществляется модуляция гармонической несущей импульсным колебанием. В этом случае спектр импульсного колебания переносится в область частот гармонического колебания, в результате чего формируется радиоимпульс. Затем из спектра полученного радиоимпульса выделяют гармонику с требуемой частотой. Данный метод позволяет получить колебание с частотой в сотни раз превышающее частоту исходного колебания.

Рисунок 29 - Умножение частоты с помощью ППИ: а) исходная ППИ c частотой fs и скважностью 17; б) спектр ППИ; в) полученное колебание с частотой 10fs

ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ 17. Транзисторный умножитель частоты 17. Диодные умножители частоты 17. Назначение принцип действия и основные параметры Умножители частоты в структурной схеме радиопередатчика см.

Лекция 1 7 . ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ

1 7 .2. Транзисторный умножитель частоты

1 7 . 4 . Контрольные вопросы

17.1. Назначение, принцип действия и основные параметры

Умножители частоты в структурной схеме радиопередатчика (см. рис. 2.1) располагаются перед усилителями мощности ВЧ или СВЧ колебаний, повышая в требуемое число раз частоту сигнала возбудителя. Умножители частоты могут также входить в состав и самого возбудителя или синтезатора частот. Для входного и выходного сигнала умножителя частоты запишем:

(17.1)

где п — коэффициент умножения частоты в целое число раз.

Классификация умножителей частоты возможна по двум основным признакам: принципу действия, или способу реализации функции (17.1), и типу нелинейного элемента. По принципу действия умножители подразделяют на два вида: основанные на синхронизации частоты автогенератора внешним сигналом (см. разд. 10.3), в п раз меньшим по частоте (рис. 17.1,а), и с применением нелинейного элемента, искажающего входной синусоидальный сигнал, и выделением из полученного многочастотного спектра требуемой гармоники (рис. 17.1, б ).

Рис. 17.1. Умножители частоты.

По типу используемого нелинейного элемента умножители частоты второго вида подразделяют на транзисторные и диодные.

Основными параметрами умножителя частоты являются: коэффициент умножения по частоте n ; выходная мощность n -й гармоники Р n , входная мощность 1-й гармоники Р 1 , коэффициент преобразования К пр = Р n / Р 1 ; коэффициент полезного действия  = Р n / Р 0 (в случае транзисторного умножителя), уровень подавления побочных составляющих.

Недостаток умножителей частоты (рис. 17.1, а ) первого вида состоит в сужении полосы синхронизма с увеличением номера гармоники п. У умножителей частоты второго вида уменьшается коэффициент преобразования К пр с повышением п. Поэтому обычно ограничиваются значением n = 2 или 3 и при необходимости включают последовательно несколько умножителей частоты, чередуя их с усилителями.

17.2. Транзисторный умножитель частоты

Схема транзисторного умножителя частоты (рис. 17.2) и методика его расчета практически ничем не отличаются от усилителя.

Необходимо только выходную цепь генератора настроить на n -ю гармонику и выбрать значение угла отсечки  =120  / n , соответствующее максимальному значению коэффициента  n ( ). При расчете выходной цепи коэффициент разложения косинусоидального импульса по 1-й гармонике  1 ( ) следует заменить на коэффициент по n -й гармонике  n ( ). Контур в выходной цепи, настроенный в резонанс с n -и гармоникой сигнала, должен обладать удовлетворительными фильтрующими свойствами.

Рис. 17.2. Схема транзисторного умножителя частоты.

Коэффициент умножения схемы на рис. 17.2 обычно не превышает 3–4 раз при КПД, равном 10–20%.

17.3. Диодные умножители частоты

Работа диодных умножителей частоты основана на использовании эффекта нелинейной емкости. В качестве последней используется барьерная емкость обратно смещенного р - n -перехода. Полупроводниковые диоды, специально разработанные для умножения частоты, называются варакторами. При  =0,5 и  0 =0,5 В для нелинейной емкости варактора получим:

, (17.2)

где и - обратное напряжение, приложенное к p - n -переходу.

График нелинейной функции (17.2) показан на рис. 17.3.

Рис. 17.3. График нелинейной функции (17.2).

Заряд, накапливаемый нелинейной емкостью, с напряжением и током связаны зависимостями:

, (17.3)

Две основные схемы диодных умножителей частоты с варакторами приведены на рис. 17.4.

Рис. 17.4. Диодные умножители частоты с варакторами.

В схеме диодного умножителя параллельного вида (рис. 17.4, а ) имеются два контура (или фильтра) последовательного типа, настроенные в резонанс соответственно с частотой входного  и выходного n  сигналов. Такие контуры имеют малое сопротивление на резонансной частоте и большое - на всех остальных (рис. 17.5).

Рис. 17.5.Зависимость сопротивления контура от частоты.

Поэтому первый контур, настроенный в резонанс с частотой входного сигнала о, пропускает только 1-ю гармонику тока, а второй контур, настроенный в резонанс с частотой выходного сигнала n  , - только n -ю гармонику. В результате ток, протекающий через варактор, имеет вид:

, (17.4)

Поскольку емкость варактора (17.2) есть нелинейная функция, то согласно (17.3) при токе (17.4) напряжение на варакторе отлично от синусоидальной формы и содержит гармоники.

Одна из этих гармоник, на которую настроен второй контур, проходит в нагрузку.

Таким образом, с помощью нелинейной емкости в устройстве происходит преобразование мощности сигнала с частотой  в сигнал с частотой n  , т.е. умножение частоты.

Аналогичным образом работает вторая схема умножителя частоты последовательного вида (рис. 17.4, б ), в которой имеется два контура (или фильтра) параллельного типа, настроенные в резонанс соответственно с частотой входного  и выходного n  сигналов. Такие контуры имеют большое сопротивление на резонансной частоте и малое - на всех остальных. Поэтому напряжение на первом контуре, настроенном в резонанс с частотой входного сигнала  , содержит только 1-ю гармонику, а на втором контуре, настроенном в резонанс с частотой выходного сигнала n  , - только n -ю гармонику. В результате напряжение, приложенное к варактору, имеет вид:

, (17.5)

где U 0 - постоянное напряжение смещения на варакторе.

Поскольку емкость варактора (17.2) есть нелинейная функция, то согласно (17.3) при напряжении (17.5) ток, протекающий через варактор, отличен от синусоидальной формы и содержит гармоники. Одна из этих гармоник, на которую настроен второй контур, проходит в нагрузку. Таким образом, с помощью нелинейной емкости в схеме происходит преобразование мощности сигнала с частотой  в сигнал с частотой n  , т.е. умножение частоты.

Варакторные умножители частоты в ДЦВ диапазоне при n =2 и 3 имеют высокий коэффициент преобразования К пр = P n / P 1 = 0,6…0,7. При больших величинах п в СВЧ диапазоне значение К пр уменьшается до 0,1 и ниже.

17.4. Контрольные вопросы

1. Каким образом осуществляется умножение частоты колебаний?

2. Нарисуйте схему транзисторного умножителя частоты.

3. Поясните, почему с помощью нелинейной емкости можно производить умножение частоты колебаний.

4. Нарисуйте схемы диодного умножителя частоты последовательного и параллельного типа. В чем состоят различия между ними?