En av de viktigaste indikatorerna på kvaliteten på mottagningsvägen är mottagarens känslighet. Det kännetecknar mottagarens förmåga att ta emot svaga signaler. Mottagarens känslighet definieras som den lägsta nivån på enhetens insignal som krävs för att säkerställa den erforderliga kvaliteten på den mottagna informationen. Kvalitet kan bedömas genom en specificerad bitfelsfrekvens (BER), meddelandefelfrekvens (MER) eller SNR (Signal-to-Noise Ratio) vid mottagardemodulatoringången. Om mottagarens känslighet är begränsad kan den uppskattas av mottagarens faktiska eller maximala känslighet, brustal eller brustemperatur.
Känsligheten hos en mottagare med låg förstärkning, vars utgång praktiskt taget inte har något brus, bestäms av emk, (eller märkeffekt) för signalen i antennen (eller motsvarande), vilket säkerställer den specificerade spänningen (effekten) på signalen vid mottagarutgången.
Mottagarens känslighet bestäms av dess förstärkning KCS. Mottagaren måste kunna förstärka även de svagaste insignalerna till den utgångsnivå som krävs för normal drift av enheten, dock finns det störningar och brus vid mottagarens ingång, som också förstärks i mottagaren och kan försämra dess prestanda. Dessutom uppträder förstärkt internt brus vid mottagarens utgång. Ju lägre internt brus, desto bättre kvalitet på mottagaren, desto högre är mottagarens känslighet.
Riktig känslighet mottagaren är lika med emk. (eller märkeffekt) för signalen i antennen, vid vilken spänningen (effekten) för signalen vid mottagarutgången överstiger spänningen (effekten) för störningen med ett specificerat antal gånger. Ytterst känslighet mottagaren är lika med emk. eller den nominella effekten av P AP-signalen i antennen, vid vilken vid utgången av dess linjära del (dvs vid detektoringången), signaleffekten är lika med effekten av det interna bruset.
När man specificerar mottagarens känslighet i form av emk, mäts den i mikrovolt. Moderna mobilkommunikationsmottagare har en känslighet på nivån tiondels mikrovolt. Metod för att ställa in mottagarens känslighet i form av emf. leder till det faktum att med olika ingångsresistans hos mottagaren kommer vi att få olika emk-värden. Därför, även om alla moderna mohar en ingångsimpedans på 50 ohm, specificeras mottagarnas känslighet i termer av signaleffekten vid mottagaringången. Känslighet definieras som förhållandet mellan mottagarens ineffekt och en effektnivå på 1 mW och uttrycks på en logaritmisk skala i dBm.
Mottagarens maximala känslighet kan också karakteriseras av brussiffran N 0 lika med förhållandet mellan bruseffekten som skapas vid utgången av den linjära delen av mottagaren av antennekvivalenten (vid rumstemperatur T 0 = 290 K) och den linjära delen, till bruseffekten som endast skapas av antennekvivalenten. Tydligen,
, (1)
Där k= 1,38 10 –23 J/grad – Boltzmanns konstant;
Пш — brusband för den linjära delen av mottagaren, Hz;
R AP - signaleffekt, W.
Från (1) är det tydligt att signaleffekten som motsvarar dess maximala känslighet och per enhet frekvensband kan uttryckas i enheter kT 0:
, (2)Mottagarens maximala känslighet kan också karakteriseras av mottagarens brustemperatur T pr, för vilken det är nödvändigt att ytterligare värma antennens ekvivalent så att vid utgången av den linjära delen av mottagaren är effekten av bruset den skapar lika med effekten av bruset från den linjära delen. Uppenbarligen, var
(3)En riktig antenn utsätts för externt brus vars märkeffekt är 
,
där TA är antennens brustemperatur. Därför vid utgången av den linjära delen
För att erhålla jämställdhet mellan signal- och bruseffekter krävs effekt
Litteratur:
Tillsammans med artikeln "Receiver sensitivity" läser du:
Beroende på värdet på den mottagna frekvensen kan krets- och designlösningar för radiomottagare variera avsevärt.
http://site/WLL/DiapPrmFr.php
Angränsande kanalselektivitet är förmågan hos en mottagare att ta emot en önskad signal vid en given kanalfrekvens med en given felsannolikhet
http://site/WLL/ChastotIzbirat.php
Intermodulation, blockering, en-dB komprimeringspunkt, dessa är huvudkällorna för sidomottagningskanaler! Att känna till och kunna hantera dessa fenomen är varje teknisk specialists uppgift.
http://site/WLL/NelinPrm.php
Mottagarens dynamiska omfång bestämmer å ena sidan mottagarens förmåga att upptäcka en svag insignal, och å andra sidan att behandla högnivåsignaler utan distorsion.
http://site/WLL/DinDiapPrm.php
Magnetiska antenner används ofta i radiomottagare för att ta emot signaler i DV-, SV- och, mindre vanligt, HF-banden. För att mäta känsligheten vid platsen för radiomottagarantennen, med hjälp av en känd teknik, skapas ett elektromagnetiskt fält med känd styrka. Artikeln analyserar denna teknik och ger rekommendationer för förbättringar.
Känsligheten hos en radiomottagare är värdet på insignalen vid vilken ett visst signal-brusförhållande skapas vid dess utgång. Vid mätning av spänningskänslighet är radiomottagarens ingång ansluten till signalgeneratorn genom motsvarigheten till en antenn - en elektrisk krets som simulerar parametrarna för en extern antenn. För radiomottagare med magnetisk antenn utförs fältkänslighetsmätningar, men mycket lite uppmärksamhet ägnas åt denna fråga i den tekniska litteraturen. Vanligtvis handlar allt om en referens till förment välkända tekniker, vars essens är att skapa en given magnetfältstyrka med hjälp av en strömslinga kopplad till en mätgenerator. Genom att ändra generatorsignalen med hänsyn till ramomvandlingskoefficienten, hittas fältstyrkan vid vilken utsignalen från radiomottagaren har de erforderliga parametrarna.
Bekantskap med källorna visade att de menar samma teknik, som använder en enkelvarv fyrkantig ram med en sida på 380 mm, gjord av ett kopparrör med en diameter på 3...5 mm. Den är ansluten via ett motstånd med ett motstånd på 80 Ohm direkt till signalgeneratorns utgång. Mitten av radiomottagarens magnetiska antenn är placerad på ett avstånd av 1 m från mitten av ramen så att antennens axel är vinkelrät mot ramens plan. I detta fall är fältstyrkan (mV/m) vid platsen för den magnetiska antennen numeriskt lika med utspänningen från signalgeneratorn (mV).
Tillämpningen av denna teknik med hjälp av moderna RF-signalgeneratorer ledde till dystra resultat - den uppmätta känsligheten hos radiomottagare visade sig vara ungefär tio gånger sämre än förväntat. En mer detaljerad studie av denna situation visade att denna teknik utvecklades för fallet med användning av GSS-6-generatorn, där, när fjärrdämparen är avstängd, är utsignalen tio gånger större än avläsningarna från dess dämpare (den fjärrdämparen har överföringskoefficienter på 10, 1 och 0,1). Följaktligen visar sig spänningen på ramen vara tio gånger större, och den totala omvandlingskoefficienten för generatorsignalen till ett elektromagnetiskt fält är lika med 1 på grund av det faktum att omvandlingskoefficienten för mätramen är 0,1. Dessutom är utgångsresistansen för GSS-6-generatorn i detta läge 80 Ohm, vilket förklarar resistansen hos det extra motståndet. Men moderna RF-signalgeneratorer har vanligtvis en utgångsimpedans på 50 ohm. Allt detta fick oss att justera den välkända metoden för att testa mottagarens känslighet med en magnetisk antenn.
Låt oss börja med själva magnetramen. Den så kallade standardramen består av ett fyrkantsvarv med en sida på 380 mm och används i frekvensområdet 0,15...1,6 MHz. Uppenbarligen är dess dimensioner mycket mindre än våglängden för Y, och avståndet från ramen till den magnetiska antennen är större än dess dimensioner, därför representerar den en elementär magnetisk sändare i arbetsfrekvensområdet.
Analys av fältet för en elementär magnetisk sändare visar att på avstånd r
Genom att använda uttryck för magnetfältstyrkan i dessa riktningar och förflytta oss från vibratorns magnetiska moment till ramen med ström, får vi
där H1 H2 är styrkan hos den magnetiska komponenten i fältet vid punkterna 1 respektive 2 (se figur); S - ramyta, m2; I - ström i ramen, A; g - avstånd mellan mitten av ramen och den magnetiska antennen, m; A, är signalens våglängd, m.
Uttryck (1), (2) låter dig beräkna magnetfältets styrka på valfritt avstånd från ramen i två riktningar. Det kan visas att de på små avstånd (λ/2π) sammanfaller med uttrycken för magnetfältet i en ram med likström. Men styrkan hos det elektromagnetiska fältet mäts vanligtvis av styrkan hos dess elektriska komponent. I det bildade elektromagnetiska fältet finns ett strikt förhållande mellan styrkan hos de elektriska och magnetiska komponenterna. För att hitta styrkan hos fältets elektriska komponent, som motsvarar den kända magnetiska komponenten, är det nödvändigt att multiplicera uttryck (12) med mediets karakteristiska impedans, som för luft är lika med 120π. Med hänsyn till det faktum att vid korta avstånd 2πr 
där E1,E2 är den elektromagnetiska fältstyrkan vid punkterna 1 respektive 2 (se figur).
De resulterande uttrycken visar att den elektromagnetiska fältstyrkan nära ramen med ström beror på dess area, strömvärdet, är omvänt proportionell mot avståndets kub och beror inte på våglängden. I detta fall är fältstyrkan i den första riktningen två gånger större än i den andra. Detta förklarar i synnerhet det faktum att metalldetektorer i de flesta fall använder en spoleposition parallellt med ytan som undersöks.
Med hjälp av uttryck (3), (4) är det möjligt att beräkna fältstyrkan för en ram av godtagbar storlek vid en känd ström och avstånd. Det är emellertid mer bekvämt att relatera fältstyrkan till utsignalen från signalgeneratorn till vilken slingan är ansluten. För att ställa in strömmen är ett extra motstånd kopplat i serie med den. Typiskt är den induktiva reaktansen för ramen försumbar och kan ignoreras. I detta fall är strömmen i ramen utan att ta hänsyn till dess induktiva reaktans lika med
där U är utgångsspänningen (enligt avläsningarna från dess dämpare) för generatorn, V; Rr - utgångsresistans för generatorn, Ohm; Rd är resistansen för det extra motståndet, Ohm.
Som ett resultat erhölls uttrycken
där K1 K2 är omvandlingskoefficienten för generatorsignalspänningen till den elektromagnetiska fältstyrkan vid positionen för mottagningsantennen vid punkterna 1 respektive 2 (se figur).
Uttryck (5), (6) låter dig beräkna omvandlingskoefficienten för generatorns utsignal till värdet av den elektromagnetiska fältstyrkan eller bestämma ramens area eller avståndet till den för ett givet värde på omvandlingskoefficienten . I enlighet med dem, i den välkända tekniken, ger omvandlingskoefficienten för en kvadratisk ram med en sida på 380 mm, en generator med ett utgångsmotstånd på 80 ohm och ett extra motstånd med samma resistans ett värde på 0,108 vid en avstånd på 1 m Uppenbarligen, i denna teknik, utformades ramen för omvandlingskoefficienten 0,1. Ett litet fel orsakas troligen av att ramstorlekarna rundas uppåt och är inte signifikant för att mäta känsligheten.
För moderna signalgeneratorer med ett utgångsmotstånd på 50 ohm med en sådan ram, med ett motstånd på ett extra motstånd på 80 ohm, är omvandlingskoefficienten K1 = 0,133, och med ett extra motstånd på 51 ohm, K1 = 0,172, vilket är obekvämt för praktiskt bruk.
Ramens dimensioner (dess area) med omvandlingskoefficienten K, = 1 kan bestämmas från uttryck (5). För r = 1 m, Rr = 50 Ohm, Rd = 51 Ohm, bör arean vara 0,84 m2. Detta motsvarar en fyrkantig ram med en sida på cirka 0,917 m eller en rund ram med en diameter på 1,035 m Men dess induktans, beroende på vilken tråddiameter som används, kommer att vara 4...4,5 mH, vilket kommer att leda till en märkbar. beroende av strömmen i ramen på signalfrekvensen vid frekvenser över 1 MHz. Dessutom blir sådana dimensioner i proportion till avståndet till antennen, varför formlerna som erhålls för en elementär magnetisk sändare blir otillämpliga.
Det är bekvämare att använda omvandlingskoefficienten K1 = 0,1, vilket gör det möjligt att använda en relativt liten ram med en yta på 0,085 m2 - detta motsvarar en fyrkantig ram med en sida på 291 mm eller en rund ram med en diameter 328 mm. Med en ledardiameter på 3 mm är dess induktans cirka 1 mH. För sådana ramar, med ytterligare ett 51 Ohm motstånd, kommer generatorns utsignal på 15 mV att motsvara en fältstyrka på 1,5 mV/m på ett avstånd av 1 m.
Att ta hänsyn till inverkan av raminduktansen visar att den kan användas för att mäta känsligheten hos radiomottagare med en magnetisk antenn upp till en frekvens på 8 MHz, vid vilken fältstyrkan kommer att minska med cirka 9%.
Vid högre frekvenser kan du använda en ram med en yta på 84,17 cm2 (vilket motsvarar en kvadrat med en sida på 92 mm eller en cirkel med en diameter på 104 mm), gjord av ett kopparrör eller tråd med en diameter på 3 mm Med en sådan ram och ett extra 51 Ohm motstånd blir omvandlingskoefficienten K, = 0,01, så för att producera ett fält på 1,5 mV/m på ett avstånd av 1 m, skulle en generatoreffekt på 150 mV vara. nödvändig. Känslighetsmätningar kan göras upp till en frekvens på 30 MHz, vid vilken fältstyrkan minskar med cirka 8 %. Samma ram kommer att ge en omvandlingskoefficient K = 0,1 på ett avstånd av 465 mm, men i detta fall kommer det att krävas hög noggrannhet vid inställning av avståndet mellan ramen och antennen.
Noggrannheten för att ställa in detta avstånd påverkar mätfelet. På ett avstånd av 1 m leder alltså ett fel på ±3,33 cm till ett mätfel på ±10 %. På ett avstånd av 465 mm blir samma mätfel med en installationsnoggrannhet på ±1,55 cm.
Runda och fyrkantiga ramar är likvärdiga, du kan också använda ramar av andra former, till exempel triangulära, det är viktigt att deras yta är exakt lika med den som krävs. Därför, ur en konstruktiv synvinkel, är det bekvämare att använda en kvadratisk ram, eftersom det i detta fall är lättare att få det givna området.
Alla de givna exemplen är giltiga för fallet när den magnetiska antennens axel är placerad vinkelrätt mot ramens plan, ritad genom dess centrum (position 1, se figur). Men för att mäta känsligheten kan du använda en annan riktning (position 2). I enlighet med uttryck (6) kommer omvandlingskoefficienten i detta läge att minska exakt med hälften. Därför, för att skapa den erforderliga fältstyrkan, allt annat lika, är det nödvändigt att dubbla generatorsignalen eller minska avståndet till mitten av ramen med en faktor. Men ett avstånd på mindre än 0,5 m rekommenderas inte, eftersom det kubiska beroendet kraftigt ökar mätfelet på grund av felaktighet vid inställning av avståndet till antennen. Dessutom, när avståndet till ramen blir proportionellt med dess storlek, ger ovanstående uttryck ett överskattat värde på den elektromagnetiska fältstyrkan, eftersom sändaren inte längre kan betraktas som en punktsändare.
Den andra positionen kan dock vara bekväm med tanke på arbetsplatsens kompakthet, eftersom ramen kan placeras till exempel ovanför skrivbordet. Men i alla fall är det viktigt att det inte finns några stora metallföremål i mätområdet som märkbart kan förvränga fältet.
LITTERATUR
Publiceringsdatum: 10.07.2008
Föreläsning nr 6 n.
Internt brus och mottagarens känslighet .
Antennens eget motstånd, dess termiska brus och bruset från radiomottagarens ingångskretsar är faktorer som påverkar radiomottagarens känslighet - d.v.s. mottagarens förmåga att ta emot svaga radiosignaler. Den största inverkan är bruset som uppstår i radiomottagarens ingångssteg, eftersom det förstärks i samma utsträckning som den önskade signalen.
Som ni vet skapar varje ledare som har resistans elektriska fluktuationer - brus över hela frekvensspektrumet. Detta brus orsakas av den termiska rörelsen hos elektriska laddningsbärare. Den slumpmässiga termiska rörelsen av laddningsbärare i en ledare orsakar en slumpmässig potentialskillnad vid dess ändar. Denna potentialskillnad fluktuerar runt ett medelvärde på noll, och dess medelkvadrat är proportionell mot den absoluta temperaturen. Detta brus kallas termiskt brus. Mängden brus beror på ledarens ohmska resistans, dess temperatur och bandbredden för den överförda signalen. Rms-spänningen för termiskt brus, V, bestäms från uttrycket
där k är Boltzmanns konstant, k = 1,38٠10 -23 J/K; T - temperatur, K; B - bandbredd, Hz; R - motstånd, Ohm,
Mottagaren är en enhet som består av många aktiva och passiva element med aktivt motstånd. Den linjära delen av radiomottagaren från ingången till detektorn kännetecknas av en dimensionslös brusfaktor F, som visar hur många gånger förhållandet mellan signalen och bruset. effekterna vid ingången Рс/Рш är större än förhållandet mellan signalen och bruseffekterna vid utgången R S.Out / R S.Out:
För närvarande är det vanligt att använda bullertal uttryckt i decibel. I en idealisk brusfri mottagare är brustalet F = 1 (0 dB), eftersom signalen och bruset förstärks lika många gånger. I verkliga mottagare ökar brussiffran på grund av internt brus, vilket gör att utgående bruseffekt ökar och utsignal-brusförhållandet minskar.
Uteffekten Psh.out kan representeras i form av två termer: P Sh G på grund av förstärkningen av bruset från källan, och Rvn, på grund av internt självbrus, där G är mottagarens effektförstärkning . Sedan kan (2.16) omvandlas till följande form:
(5.17)
För att kunna jämföra olika mottagare när det gäller brusegenskaper används standardvärdet för den termiska bruseffekten för motståndet R vid T = 293 K som ingångsbruset Psh:
Ibland används ett annat temperaturvärde - 299 eller 300 K, medan det numeriska värdet på Psh ändras obetydligt.
Känsligheten hos en radiomottagare, uppskattad endast av värdet på signaleffekten Pc vid vilken signalmottagning säkerställs, tar endast hänsyn till radiomottagarens förstärkande egenskaper. Det kan tyckas att genom att öka förstärkningen kan du ta emot vilka signaler som helst, oavsett hur svaga. Faktum är att en mottagare med hög förstärkning oundvikligen ökar sitt interna brus, vilket begränsar dess känslighet.
Förhållandet mellan signaleffekt och bruseffekt vid utgången av den linjära delen av mottagaren kännetecknar signal-brusförhållandet, ibland kallat diskriminerbarhetskoefficienten,
Mottagarens maximala känslighet är lika med ingångssignalens minsta effekt vid ingången Pc = P Spr med en urskiljbarhetskoefficient q = 1, medan
Således är mottagarens maximala känslighet proportionell mot brustalet.
Tillförlitlig mottagning av en användbar signal säkerställs när effekten av den användbara signalen P C.B1X avsevärt överstiger bruset P Sh.OUT, dvs. med en särskiljbarhetskoefficient q > 1. Mottagarens verkliga känslighet uppskattas av den minimala effekten av ingångssignalen Рс, vid vilken den specificerade särskiljbarhetskoefficienten q > 1 uppnås, d.v.s.
Ris. 5.14. Motsvarande krets för bestämning av RPU:ns känslighet
Låt oss få en beräkningsformel för att bestämma den verkliga känsligheten hos en radiomottagande enhet. Om man antar att källan har ett internt motstånd Ri, som visas i fig. 5.14, bruseffekt vid mottagarens ingång
(5.22)
För att den maximala effekten ska kunna levereras till belastningen måste villkoret för likhet mellan källans inre resistans och belastningsmotståndet vara uppfyllt då
Vi antar att bruset är av termiskt ursprung och bestäms av formeln (5.15), då mottagarens verkliga känslighet
(5.24)
Man bör komma ihåg att när Ri = R BX är spänningen vid mottagarens ingång två gånger mindre än spänningen som verkar vid utgången av källan i viloläge.
För att beräkna parametrarna för radioutrustning är det bekvämt att använda logaritmiska enheter. Bullervärde, uttryckt i decibel,
NF = 10 lgF.
(5,26)
Känslighet, uttryckt i decibel per milliwatt (dBmV), ges av Låt oss kontrollera om mottagarens känslighet ändras avsevärt när omgivningstemperaturen ändras. Uppenbarligen, i det sista uttrycket beror bara den andra termen på temperaturen.
A
Vid T = 223 K (-50 °C) a = -175,1 dBm, vid T = 353 K (+60 °C) a = -173,4 dBm. Således, med en temperaturförändring på 110 °C, ändrades känsligheten med mindre än 2 dB. För rumstemperatur T = 293 K (20 °C), kan uttrycket (5.27) skrivas om i en förenklad form:
dBm, (5,28)
där Q=10lgq är det erforderliga signal-brusförhållandet vid mottagarutgången (urskiljbarhetskoefficient), dB.
För en ideal mottagare utan inre brus, F = 1, och i 1 Hz-bandet tröskelkänsligheten, dvs. känsligheten vid signal-brusförhållandet vid utgången Qp = 0 dB är lika med -174 dBm.
Med hjälp av (5.25), vid en temperatur T = 293 K och en ingångsresistans Rн = 50 Ohm, kan spänningskänsligheten, uttryckt i decibel i förhållande till mikrovolt (dBμV), beräknas med hjälp av formeln
Till exempel, känsligheten för en mottagare med en bandbredd B = 10 kHz och ett brustal NF = 12 dB för ett utsignal-brusförhållande Q = 10 dB
U C = 10-61 + 10 lg10000+ 12 = 1 dBµV, (5,30)
eller i mikrovolt Uc = 1,08 µV,
I engelskspråkig litteratur används termerna brustal eller brusfaktor för att beteckna brustal, och känslighet används för att beteckna känslighet. Vilken förstärkare som helst uppfattar en brussignal som en insignal. När elektroniska länkar (kaskader) är seriekopplade förstärker varje länk både signalerna och bruset som passerade genom de tidigare länkarna, samtidigt som det tillför sitt eget brus.
Låt oss bestämma brusfaktorn för seriekopplingen av de tre länkarna som visas i fig. 5.15. I enlighet med formlerna (5.16) och (5.17), den totala brusfaktorn
(5.31)
där G1, G2, G3 är effektförstärkningarna för de första, andra och tredje länkarna; R sh2 - utgående brus från den andra länken; R sh3 - internt (eget) brus från den tredje länken. Genom att representera utgångsbruset från den andra länken som summan av internt brus och förstärkt ingångsbrus, och sedan på samma sätt utgångsbruset från den första länken, får vi
(5.32)
Ris. 5.15. Seriekoppling av kaskader i RPRU
Av (5.17) följer att
Genom att ersätta P VN i (5.32) får vi
Efter att ha gjort minskningarna får vi den slutliga versionen av brussiffran för tre länkar kopplade i serie:
(5.35)
I analogi med (5.35) skriver vi uttrycket för brusfaktorn för ett godtyckligt antal på varandra följande länkar:
(5.36)
I litteraturen kallas det sista uttrycket Fries-formeln.
Från Fries-formeln är det tydligt att ljudet i hela kedjan i första hand bestäms av parametrarna för den första länken. Bidraget från efterföljande komponenter kan praktiskt taget försummas om förstärkningen av den första länken är stor.
Det bör noteras att brustalet och överföringskoefficienten för varje länk i allmänhet kommer att bero på frekvensen, dvs. har olika värden i olika frekvensområden. Detta innebär att specifika beräkningar endast kan utföras i vissa frekvensintervall.
Som regel är RPRU ansluten till antennsystemet med en anslutningskabel. Liksom alla elektriska enheter med förlust har koaxialkabeln sin egen ljudnivå. Vid rumstemperatur är koaxialledningens brustal lika med kabelförlusten. När frekvensen ökar ökar förlusterna i koaxialkabeln, i fig. Figur 5.16 visar beroendet av linjär dämpning (per 1 m längd) på frekvensen för vissa märken av inhemska koaxialkablar. Som framgår av figuren ökar mängden signaldämpning i kabeln, och därför dess brustal, med ökande frekvens av den sända signalen. Dämpningsvärdena för dessa flexibla koaxialkablar vid en frekvens på 1000 MHz ligger i intervallet från 0,1 till 0,6 dB/m, vid en frekvens på 2000 MHz - i intervallet från 0,2 till 1 dB/m.
Om kabeln är tillräckligt lång kommer dess brussiffra att vara mycket betydande, vilket kraftigt kommer att minska känsligheten hos radiomottagningssystemet. Till exempel, om kabelförlusten vid 2000 MHz är 0,5 dB/m, kommer en 30 m kabel att ha ett brustal NF = 15 dB.
Det första möjliga alternativet för att minska brustalet för en kabellinje är att använda kabel med lägre dämpning. Tyvärr är priset på en kabel med så låg förlust väldigt högt.
Det andra möjliga alternativet är att minimera kabellängden eller, helst, installera RPR direkt vid mottagningsantennen. Om mottagaren har små övergripande dimensioner, är denna uppgift avsevärt förenklad, till exempel kan mottagaren för radioriktningssökningssystemet placeras direkt vid basen av antennuppsättningen.
Slutligen, det tredje möjliga alternativet för att minska påverkan av kabelbrusvärde är användningen av en lågbrusförstärkare (LNA) placerad i närheten av den mottagande antennen (Fig. 5.17). Förstärkaren måste ha en brussiffra på högst några decibel, samt den erforderliga förstärkningen.
Exempel. En LNA med ett brustal NF1 = 4 dB och en förstärkning G 1 = 30 dB används, anslutningskabeln har ett brustal NF 2 = 10 dB och dämpar signalen med G 2 = -10 dB, mottagaren har ett brus figur NF3 = 12 dB.
Låt oss omvandla dessa värden till absoluta enheter. För LNA F 1 = 2,512, G 1 = 1000. På samma sätt får vi för kabeln och mottagaren: F2 = 0,1; F3 = 15,849.
Ris. 5.17. Ett exempel på att använda en lågbrusförförstärkare för att minska påverkan av kabellinjebrussiffran
Låt oss hitta den övergripande brusfaktorn
eller i decibel NF = 4,3 dB. Om det inte fanns någon förförstärkare, då den totala brussiffran
eller i decibel NF* = 22 dB. Således ökade en förförstärkare med sitt eget brustal NF 1 = 4 dB och förstärkning G 1 = 30 dB systemets känslighet med Δ= NF* - NF = 22 - 4,3 = 17,7 dB.
Frågan uppstår: hur man väljer rätt LNA-förstärkning för en given brussiffra? När förstärkarens G1 förstärkning ökar, kommer systemets totala brustal asymptotiskt att tendera mot sin egen brussiffra.
I fig. Figur 5.18 visar systembrustalets beroende av LNA-förstärkningen för tre typer av anslutningskabel med ett brustal på 5, 10 och 15 dB. Värdena för andra systemparametrar förblev oförändrade. Av ovanstående beroenden är det tydligt att när man använder en kabel med ett brustal NF 2 = 5 dB bör den erforderliga förförstärkarens förstärkning vara cirka 20 dB, för en kabel med ett brustal på 10 dB är en förstärkning på 25 dB krävs, och slutligen, för en kabel med ett brustal på 15 dB krävs en förstärkning på 30 dB. Det är dock tydligt att ytterligare ökning av förförstärkarens förstärkning inte gör mycket för att förbättra systemets brussiffra.
Ris. 5.18. Beroende av systembrussiffran på förförstärkarens förstärkning
Om bredbandssignalerna är på hög nivå och upptar en bred bandbredd, kan förförstärkaren bli överbelastad. Därför bör huvudövervägandet vara dess linjäritet, särskilt om det inte finns några förvalsfilter vid dess ingång. Dessutom måste mätsystem använda en LNA med kalibrerad förstärkning för att minimera mätfel.
Välj Preamp Gain. Det dynamiska området D för en mottagare (eller dess individuella steg) förstås som förhållandet mellan nivåerna för den maximalt möjliga och minsta möjliga insignalen. Dynamiskt omfång uttrycks då vanligtvis i decibel
Miniminivåvärdena är vanligtvis lika med tröskelkänsligheten för mottagaren, de maximala värdena bestäms av den tillåtna nivån av olinjär distorsion vid utgången.
Låt oss återgå till det typiska diagrammet för att ansluta antennsystemet till kontrollpanelen med hjälp av en anslutningskabel. Som visas ovan, för att minska de skadliga effekterna av kabelns eget brus, är det nödvändigt att installera en förförstärkare med ett lågt brustal omedelbart efter antennsystemet. Att öka förstärkningen asymptotiskt minskar den totala systemets brussiffra. För det hypotetiska fallet där förstärkningen är oändlig, kommer brussiffran för hela systemet att vara lika med brussiffran för förstärkaren.
I exemplet ovan ökade en LNA med sitt eget brustal NF 1 = 4 dB och förstärkning G 1 = 30 dB systemets känslighet med Δ = 17,7 dB, d.v.s. i själva verket utökades systemets dynamiska omfång med denna mängd i området med små värden,
Å andra sidan, när förstärkningen ökar, minskar systemets dynamiska omfång i det höga området med skillnaden mellan förstärkarens förstärkning och den mängd med vilken det dynamiska området i det låga området ökar. Till exempel, i exemplet diskuterat ovan, minskade systemets dynamiska omfång med G1 - Δ = 30 - 17,7 = 12,3 dB. Från fig. 5.18 kan man se att, från ett visst värde, leder en ökning av förstärkarens förstärkning praktiskt taget inte till en minskning av brustalet. För att undvika överdriven minskning av dynamiskt omfång bör därför förförstärkarens förstärkning inte överstiga något nödvändigt värde som är tillräckligt för att erhålla det erforderliga brustalet och systemets känslighet. Från fig. 5.18 kan man se att om vi ställer in den totala brussiffran för systemet NF ≤ 5 dB, då för en kabel med N F 2 = 5 dB LNA-förstärkningen G 1 = 20 dB, för en kabel med NF 2 = 10 dB G 1 = 25 dB, slutligen, för kabel med brustal NF 2 = 15 G 1 = 30 dB.
Multi-signal selektivitet mottagaren kännetecknar mottagarens förmåga att isolera en svag användbar signal i närvaro av kraftfulla störande signaler utanför mottagningsbandet. Störningar från dessa signaler uppstår i mixern. Om mixern absolut noggrant multiplicerade signalen och lokaloscillatorspänningarna skulle ingen störning från utombandssignaler uppstå alls. Varje insignal skulle producera sin egen skillnadsfrekvens vid utgången av blandarna, och mottagarens multisignalselektivitet skulle sammanfalla med ensignalselektiviteten. Riktiga blandare har inte denna förmåga. De blandar för det första olika insignaler med varandra så att den ena fungerar som en heterodyn signal för den andra, och detta orsakar intermodulationsstörningar; för det andra detekteras signaler, vilket leder till överhörning - en överföring av modulering från den störande signalen till den användbara; för det tredje detekteras en kraftfull insignal, vilket leder till blockering - en förändring i överföringskoefficienterna för linjära steg.
Intermodulationsstörningar. Intermodulation i en mottagare är förekomsten av störningar vid utgången av en radiomottagare när det finns två eller flera störande signaler vid dess ingång, vars frekvenser ligger utanför huvud- och sidomottagningskanalerna. Sådan interferens kallas intermodulation. Anledningen till deras utseende är olinjäriteten hos amplitudfunktionen för signalöverföring av de aktiva elementen i RF-vägen,
Amplitudkarakteristiken (AC) för mottagaren eller dess individuella steg är beroendet av amplituden (eller det effektiva värdet) för utspänningen på amplituden (eller effektiv spänning) för den ingående övertonsspänningen med konstant frekvens. I fig. 5.19 den streckade linjen visar AXE för en ideal bana, den heldragna linjen visar AXE för en verklig bana
Egenskaperna för en verklig väg är uppdelade i följande sektioner: överlagringssektionen av signal och brus (störningar) - I (mellan punkterna E Ш och Uin min), linjär sektion - II (mellan punkterna Uin min och Uin max), överbelastning avsnitt - III (mellan punkterna Uin max och E i kompr).
Amplitudegenskaperna för de ideala och reella banorna sammanfaller i linjär sektion II. I detta avsnitt är AX en rät linje, vars lutningsvinkel bestämmer banans spänningsöverföringskoefficient.
Ris. 5.19. Amplitud som är karakteristisk för tarmkanalen
I sektion II passerar inte den verkliga banans AXE genom origo. Även vid Uin = 0 finns det en viss spänning Un vid utgången av banan, på grund av verkan av fluktuationsbrus och interferens i banan.
I sektion III ligger AXE för den verkliga banan efter AX:en för den ideala banan, vilket är associerat med överbelastning av den verkliga banan vid höga insignalnivåer. För normal drift av banan måste villkoret Uвx.min uppfyllas< U< Uвx.max.
Låt oss överväga inverkan av olinjäriteten hos den analoga vägöverföringsfunktionen på förändringen i amplituden för den användbara signalen.
Approximationen av överföringskoefficienten för en väg är mycket komplex, men de grundläggande lagarna för icke-linjära transformationer kan förstås om vi använder en enkel modell i form av ett icke-linjärt fyrterminalsnätverk, som har en ström-spänning (amplitud) karakteristik , dvs. Beroendet av utsignalströmmen på inspänningen har formen av ett effektpolynom:
För att analysera de kombinationskomponenter som uppstår som ett resultat av den olinjära transformationen, begränsar vi oss till det kubiska polynomet:
(5.41)
Som det momentana värdet på insignalen uin tar vi summan av två signaler:
Ersätter uttryck (5.42) med (5.41), efter att ha höjts till en makt vi får
(5.43)
Använda kända trigonometriska relationer:
(5.44)
Vi transformerar formel (5.43) till formen
(5.45)
Det bör noteras att användningen av ett kubiskt polynom för att approximera sändningskoefficienten för radiomottagningsvägen tillåter oss att illustrera förekomsten av övertoner och nya frekvenskomponenter, men ger inte en korrekt beräkning av dessa komponenters amplituder motsvarande praktiska amplitudegenskaper. Den tekniska litteraturen diskuterar mer komplexa metoder för att analysera olinjära transformationer, till exempel de som baseras på användningen av Voltaire-serier.
Det övervägda exemplet visar emellertid att i spektrumet av strömmen som flyter genom ett icke-linjärt element, vars karakteristika specificeras av ett tredjegradspolynom, utöver komponenterna vid frekvenserna ω 1 och ω 2, uppträder ytterligare spektrala komponenter, vars frekvenser presenteras i tabell. 5.1.
Tabell 5.1 - Kombinationskomponenter
|
Ordning av kombinationsfrekvens N |
|
Frekvenserna för de spektrala komponenterna vid utgången av ett olinjärt element kallas vanligtvis kombinationsfrekvenser. Kombinationsfrekvenser ges av ett uttryck av formen
där n är alla positiva och negativa heltal, inklusive noll.
Ris. 5.20. Andra och tredje ordningens intermodulationsprodukter.
Kombinationsfrekvenser grupperas vanligtvis genom att kombinera alla frekvenser för vilka
(5.47)
Talet N kallas ordningen för kombinationsfrekvensen. Det finns en regelbundenhet: en term med grad N i den olinjära karaktäristiken för banan orsakar uppkomsten av kombinationskomponenter med en begränsande ordning lika med N. Om N är ett jämnt tal, uppstår kombinationskomponenter av jämna ordningar: N, N- 2, N-4 upp till den konstanta komponenten N = 0 Om N är ett udda tal, är ordningsföljderna för kombinationsfrekvenserna också udda: N, N-2, N-4 upp till N = 1.
Intermodulationsegenskaper är extremt viktiga indikatorer för att bestämma kvalitet, eftersom mottagaren i de flesta fall tvingas arbeta i en komplex elektromagnetisk miljö i närvaro av starka störande signaler vid andra frekvenser,
I fig. Figur 5.20 visar det möjliga arrangemanget av andra och tredje ordningens intermodulationskomponenter som uppstår när två sinusformade signaler av samma nivå appliceras på banans ingång.
Som vi kan se bildas produkter med en jämn ordning längre längs frekvensaxeln från insignalerna än produkter med en udda ordning.
Av större betydelse för mottagaren är de parametrar som kvantitativt karakteriserar förhållandet mellan de användbara signal- och intermodulationskomponenterna.
En av de viktigaste indikatorerna på kvaliteten på mottagningsvägen är mottagarens känslighet. Mottagarens känslighet kännetecknar mottagarens förmåga att ta emot svaga signaler. Mottagarens känslighet definieras som den lägsta nivån på enhetens insignal som krävs för att säkerställa den erforderliga kvaliteten på den mottagna informationen. Om mottagarens känslighet begränsas av internt brus, kan det uppskattas av den faktiska eller slutliga mottagarens känslighet, brustal eller brustemperatur.
Känsligheten hos en mottagare med låg förstärkning, vars utgång praktiskt taget inte har något brus, bestäms av emk, (eller märkeffekt) för signalen i antennen (eller motsvarande), vilket säkerställer den specificerade spänningen (effekten) på signalen vid mottagarutgången.
Mottagarens känslighet bestäms av dess förstärkning KCS. Mottagaren måste kunna förstärka även de svagaste insignalerna till den utgångsnivå som krävs för normal drift av enheten, dock finns det störningar och brus vid mottagarens ingång, som också förstärks i mottagaren och kan försämra dess prestanda. Dessutom uppträder förstärkt internt brus vid mottagarens utgång. Ju lägre internt brus, desto bättre kvalitet på mottagaren, desto högre är mottagarens känslighet.
Mottagarens verkliga känslighet är lika med emk. (eller märkeffekt) för signalen i antennen, vid vilken spänningen (effekten) för signalen vid mottagarutgången överstiger spänningen (effekten) för störningen med ett specificerat antal gånger. Mottagarens maximala känslighet är lika med emk. eller märkeffekt R AP signal i antennen, vid vilken vid utgången av dess linjära del (d.v.s. vid ingången till detektorn), signaleffekten är lika med effekten av det interna bruset.
Mottagarens maximala känslighet kan också karakteriseras av brussiffran N 0 lika med förhållandet mellan bruseffekten som skapas vid utgången av den linjära delen av mottagaren av antennekvivalenten (vid rumstemperatur T 0 = 300 K) och den linjära delen, till bruseffekten som endast skapas av antennekvivalenten. Tydligen,
Där k= 1,38∙10 –23 J/grad – Boltzmanns konstant;
P w- brusband för den linjära delen av mottagaren, Hz;
R AP- signaleffekt, W.
Av (3.19) framgår att signaleffekten som motsvarar dess maximala känslighet och per enhetsfrekvensband kan uttryckas i enheter kT 0:
, (3.19)
Mottagarens maximala känslighet kan också karakteriseras av mottagarens brustemperatur T pr, för vilken det är nödvändigt att ytterligare värma antennens ekvivalent så att vid utgången av den linjära delen av mottagaren är effekten av bruset den skapar lika med effekten av bruset från den linjära delen. Tydligen,
där 
(3.21)
En riktig antenn utsätts för externt brus vars märkeffekt är
Där T A- antennbrustemperatur. Således är mottagarens verkliga känslighet:
Maximal känslighet kl
Figur 3.13 – Graf över antennens relativa brustemperatur kontra frekvens
Från figur 3.13 ser vi att vid höga frekvenser minskar antennens relativa brustemperaturkoefficient och förblir oförändrad, och dess roll i att påverka mottagarens känslighet minskar.
Använda MultiSim-paketet för att beräkna kretsbrus: brusfaktor beroende på frekvens med hjälp av formeln (noise^2/(4*k*T*Rг)). Där det utgående bruset (onoise), omräknat till ingången (noise = onoise/K(f), där K(f) är transmissionskoefficienten för nätverket med fyra terminaler) divideras vidare med effektspektraltätheten för ingångsbruset , som kan beräknas baserat på utgångsresistansen från generatorn Rg.
I multisim kräver detta användning av efterbearbetning av brusmodelleringsresultat. Postprocessorn lägger till bearbetning av brusmodelleringsresultat med formeln (db((inoise_spectrum)/4/1.38e-23/300/50)/2)
Lågfrekvensområdet är mycket likt flimmerbruset från en transistor.
För att få en graf med brusfigur måste du först köra: Modellering – Analystyp – Brus.
Modellering – Postprocessor – Tab (Plotter) – Knapp (beräkna).
Simuleringsresultatet visas i figur 3.13.
Figur 3.14 – Resultat av beräkning av mottagarens interna brus
Med hjälp av MultiSim-paketet kommer vi att uppskatta brussiffran för ingångssteget för RPR, enligt de tekniska specifikationerna för kursprojektet. Låt oss utvärdera enhetens känslighet.
Lösning: låt oss ge en definition av känslighet, detta är en radiomottagares förmåga att ta emot radiosignaler med svag intensitet och ett kvantitativt kriterium för denna förmåga.
Formel för att bedöma känslighet,
där är Boltzmanns konstant, är den absoluta temperaturen (K), är mottagarens brusfrekvensband, dB är mottagarens brusfaktor, dB, är den relativa brustemperaturen för antennen vid signalfrekvensen.
Låt oss bestämma den relativa brustemperaturen för antennen vid frekvensen f=17,6375 MHz med hjälp av formeln:
(3.23)
där värdena är i MHz.
Genom att ersätta de numeriska värdena får vi:
Nu kan vi bestämma mottagarens känslighet:
Vi drar slutsatsen att mottagarens brussiffra, enligt beräkningsresultaten, visade sig vara större än värdena för externt brus. Detta beror på att mottagarens brussiffra beror på frekvensen. Känsligheten beror till stor del på mottagarens interna brus.
AGC-system
Beroende på syftet och graden av mångsidighet har radiomottagaren olika kontroller: för att ställa in frekvensen för den önskade radiosignalen, för att matcha utsignalnivån och andra parametrar med kraven från konsumenten av den mottagna informationen. Styrningen kan vara manuell eller automatisk. Automatisk kontroll utförs enligt kommandon som matas in i mjukvarustyrenheten; I det här fallet är mänskliga funktioner uteslutna eller reducerade till att slå på kontrollenheten, till exempel trycka på en tangent, etc.
Automatiska justeringar är nödvändiga för att säkerställa mottagning under snabbt föränderliga förhållanden när operatören inte kan arbeta med tillräcklig hastighet och precision med manuella kontroller. Dessutom gör automatisering det möjligt att förenkla operatörens funktioner eller helt eliminera behovet av att underhålla mottagningsutrustning.
Justeringsfunktionerna blir mer komplexa när det är nödvändigt att säkerställa mottagningen av komplexa signaler under föränderliga utbredningsförhållanden och i komplexa brusmiljöer. Att anpassa mottagaren till sådana situationer för att så exakt som möjligt återge den överförda informationen är en svår uppgift; operatören löser det genom successiva försök, som kräver tid och innebär förlust av viss information. Elektroniska automatiska regulatorer baserade på användningen av höghastighetsmikroprocessorer löser detta problem.
Den främsta trenden i utvecklingen av alla typer av teknik, inklusive radiokommunikation och sändningar, är skapandet av fjärrstyrda och helautomatiska system. I detta fall måste alla justeringar som krävs för att hålla utrustningen inom specifikationerna utföras automatiskt.
De vanligaste automatiska justeringarna för mottagare inkluderar automatisk förstärkningskontroll (AGC) och automatisk frekvenskontroll (AFC).
Automatisk förstärkningskontroll säkerställer att utsignalen från mellanfrekvensförstärkaren bibehåller en signalnivå som är tillräckligt hög och stabil för att återge meddelanden från radiostationer med olika effekt belägna på olika avstånd och under föränderliga förhållanden för radiovågsutbredning. På grund av sin enkelhet används AGC i nästan alla radiomottagare.
AGC-kretsar kan innehålla följande mottagarelement:
– radio- och mellanfrekvensförstärkare anpassade för
förstärkningsjustering genom att ändra reglerspänningen;
– detektorer för att erhålla styrspänningar genom att likrikta signalen;
– ytterligare förstärkare för att öka reglerspänningen om nödvändigt för att öka effektiviteten hos AGC;
– kretsar som tillhandahåller tröskelspänning för att erhålla fördröjd justering;
– lågpassfilter för att undertrycka signalmoduleringsprodukter i styrspänningskretsar.
Typiska förenklade AGC-kretsar visas i figur 3.15. I versionen i figuren - 3.15, Låt oss kontrollera om mottagarens känslighet ändras avsevärt när omgivningstemperaturen ändras. Uppenbarligen, i det sista uttrycket beror bara den andra termen på temperaturen Styrspänningen bildas som ett resultat av likriktning av den förstärkta signalspänningen från förstärkarutgången. Spänningen från detektorn D tillförs genom en extra förstärkare U och ett lågpassfilter F i motsatt riktning mot signalens passageriktning i den justerbara förstärkaren. På utgångssidan verkar den på de föregående förstärkningsstegen, så denna justering kallas motsatt AGC. Förstärkare U kan även slås på före detektor D. Om spänningen vid den justerbara förstärkarens utgång är tillräckligt hög används inte denna förstärkare.
I den omvända AGC-kretsen justeras förstärkningen genom att ändra styrspänningen U reg, som i sin tur ändras som ett resultat av förändringar i signalspänningen vid den justerbara förstärkarens utgång. Därför, i den omvända AGC-kretsen, är en viss förändring i utspänningen oundviklig och nödvändig. Med rätt val av kretsparametrar överskrider denna förändring inte acceptabla gränser.
I diagrammet i figuren - 3.15, b Styrspänningen produceras genom att förstärka och likrikta ingångsspänningen och verkar i samma riktning "framåt" som den mottagna signalen i styrförstärkaren. Följaktligen kallas en sådan kedja direkt AGC. Till skillnad från omvänd AGC, här beror inte reglerspänningen på spänningen vid förstärkarutgången, d.v.s. det finns en teoretisk möjlighet till fullständig konstans av utspänningen. I praktiken kan denna möjlighet inte realiseras. Som det kom fram består villkoret för en konstant utspänning i en strikt definierad lag för förändring av förstärkningen när inspänningen ändras. Under verkliga förhållanden styrs förstärkningen av kretsar vars egenskaper beror på styrspänningen. Detta beroende tillhandahålls av icke-linjära element, men deras egenskaper bestäms av detaljerna i de komplexa fysiska processer som förekommer i dem, och formen på dessa egenskaper kan endast kontrolleras i mycket svag utsträckning.
Figur 3.15 - Blockschema över konstruktionen av en "omvänd" AGC och amplitudegenskaperna för en förstärkare utan AGC, med en enkel AGC och med en AGC med en fördröjning
För att beräkna åtgärden för AGC och RRU kommer vi att använda MultiSim-paketet.
Figur 3.16 – RRU-diagram
Figur 3.17 – AGC-krets
Simuleringsresultaten presenteras i form av figurerna 3.18, 3.19 och 3.20
Figur 3.18 – Oscillogram för automatisk förstärkningskontroll
Från oscillogrammet skriver vi ner signalnivåerna: vid AGC-ingången
Uin = 988,077∙10 -6 B, vid AGC-utgången U ut = 1.180V.
Med hjälp av dem bestämmer vi åtgärden för automatisk förstärkningskontroll när utsignalnivån ändras:
Det resulterande värdet motsvarar GOST 5651-89: AGC-åtgärd när utsignalnivån ändras med högst 10 dB.
Figur 3.19 - Oscillogram för automatisk förstärkningskontroll
Från oscillogrammet skriver vi ner nivåerna av förändringar i insignalen: Uin 1 = 988,077∙10 -6 I, Uin 2 = 9.999∙10 -3 V.
Med hjälp av dem bestämmer vi åtgärden för automatisk förstärkningskontroll när insignalnivån ändras:
Det resulterande värdet motsvarar GOST 5651-89: AGC-åtgärd när signalnivån vid utgången ändras är 46 dB.
Figur 3.20 – Oscillogram för manuell förstärkningskontroll
Från oscillogrammet skriver vi ner signalnivåerna: vid ingången
Uin = 993.961∙10 -6 V, utgång U ut = 4,429∙10 -3 V.
Med hjälp av dem beräknar vi djupet av manuell förstärkningsjustering i decibel:
Det resulterande värdet motsvarar RRU:s djup enligt de tekniska specifikationerna.
ADC-block
Den andra mellanfrekvensförstärkaren, som undertrycker frekvenserna för den intilliggande kanalen, såväl som efterföljande signalbehandlingsmottagarblock är byggda på digitala enheter.
Fördelarna med sådan kombinerad signalbehandling är många. Dessa fördelar inkluderar val av den användbara signalen. Eftersom den intilliggande kanalen är belägen mycket nära huvudkanalen, måste selektiviteten vara exakt. När man bygger analoga radiomottagningsenheter är det extremt viktigt att uppnå det önskade resultatet, och i vissa fall till och med omöjligt.
Användningen av digitala enheter löser detta problem enkelt.
Att konvertera en kontinuerlig signal till digital form är endast möjligt med en analog-till-digital-omvandlare (ADC).
Kraven på dessa enheter är lika stora som för andra enheter. Det finns också ett enormt krav på ADC-kapaciteten. Ju högre ADC-bitdjup desto högre mottagningskvalitet, men signalbehandling kräver en kraftfull processor, vilket i sin tur leder till ökad strömförbrukning. För att uppnå det önskade resultatet används därför en viss kompromiss mellan bitkapaciteten hos ADC:n och processorn.
Men för att ADC ska fungera krävs ett visst spänningsvärde, vilket är tröskeln. Detta spänningsvärde beskrivs av ADC-kravet som LSB(Minst signifikant bit (LSB)) som varje ADC har sin egen.
Som regel använder moderna radiomottagningsenheter 8-14 (eller ännu fler) bitars ADC. Vid design av en infradin-mottagare med hög noggrannhetsklass med mjukvarudefinierad radioteknik används vanligtvis högbitars ADC. En av de populära analog-till-digital-omvandlarna är AD9644, tillverkad av Analog Devices. Bitbredden för denna ADC är 14 och MSD-värdet är 1,8 V.
Signalomvandlingsprocessen utförs i två steg. Det första steget är tidssampling av en kontinuerlig signal u(t). Som ett resultat får vi en sekvens av pulsräkningar, följt av ett steg Δ t.
Det andra steget är digitaliseringen av varje läsning. Omfång av möjliga spänningsvärden ( u min, u max)delbart med M längdintervall
Δ u=(u max - u min)/M(2.24)
varje. Värde Δ u kallas nivåkvantiseringssteget . Därefter numreras intervallen M- i siffror från botten till toppen, som börjar med nummer 0.
Låt oss bestämma samplingsfrekvensen med hjälp av Kotelnikovs teorem:
F k = 2∙F in, (2.25)
F k = 2∙17,725∙10 6 = 35,45∙10 6 räknar/s.
Låt oss nu hitta kvantiseringen steg för nivå med värdena U max =4,249∙10 -3 V, U min = -4,249∙10 -3 V.
u max - u min = (4,249∙10 -3 + 4,249∙10 -3 V) = 8,5∙10 -3 V,
Vi väljer värdet på M lika med 16384, eftersom 2 14 = 16384:
Δu=8,5∙10 -3 / 16384= 5,19∙10 -7.
Enligt den tekniska specifikationen för denna analog-till-digital-omvandlare bestämmer vi värdet på den minst signifikanta siffran. MRR för denna ADC är lika med 1,8 V. Det vill säga för normal funktion av både ADC och hela systemet som helhet är det nödvändigt att förstärka spänningen vid antenningången till åtminstone MRR-nivån.
ADC-förstärkningsbudgeten är den lägsta upplösningsspänningen vid ADC-ingången, som förstärks i förväljaren och förstärkaren. Spänningsvärdet vid förväljaringången är 1 mV. Låt oss beräkna ADC-vinstbudgeten:
K=1,8 /1∙10 -3 =1330 gånger=31,55 dB.
Slutsats
I detta arbete utfördes en beräkning som gjorde det möjligt att välja och motivera det designade blockschemat för en radiomottagare baserat på originaldata från de tekniska specifikationerna. Det elektriska kretsschemat för den mottagande enheten och själva mottagaren har beräknats.
Denna superheterodynmottagare av amplitudmodulerade signaler i simuleringsresultaten uppfyller de krav som anges i kursprojektets tekniska specifikationer.
Referenser
1. Design av radiomottagande enheter. Redigerad av A.P. Sievers. Lärobok för universitet. - M., Sov. Radio, 1976 – 488 sid.
2. Bakeev D.A., Durov A.A., Ilyushko S.G., Markov V.A., Parfyonkin A.I. Mottagning och bearbetning av information. Kursdesign av apparater för att ta emot och bearbeta information: Lärobok. – Petropavlovsk-Kamchatsky: KamchatSTU, 2007. – 151 s.
3. Rumyantsev K.E. Mottagning och bearbetning av signaler: Lärobok för elever. högre utbildningsinstitutioner/ - M.: Publishing Center “Academy”, 2004. – 528 sid.
4. Podlesny S.A. - elektronisk lärobok / Enheter för att ta emot och bearbeta signaler - Krasnoyarsk: IPK SFU, 2008
5. GOST 5651-89 Radiomottagningsutrustning för hushåll
A ta emot radiosignaler med svag intensitet och ett kvantitativt kriterium för denna förmåga. Den senare definieras i många fall som miniminivån för radiosignalen i den mottagande antennen (emk inducerad av signalen i antennen och vanligtvis uttryckt i mv eller mkv, eller fältstyrkan nära antennen, uttryckt i mv/m), där den användbara informationen i radiosignalen fortfarande kan återges med den kvalitet som krävs (med tillräcklig ljudvolym, bildkontrast, etc.). I de enklaste radiomottagarna beror känsligheten huvudsakligen på graden av förstärkning av signalerna i dem: med en ökning av förstärkningen uppnås normal återgivning av information med en svagare radiosignal (frekvensförhållandet anses vara högre). Men i komplexa radiomottagande enheter (till exempel kommunikation), detta sätt att öka frekvensen. förlorar sin betydelse, eftersom intensiteten hos användbara radiosignaler i dem kan vara jämförbar med intensiteten hos extern radiostörning som verkar på antennen samtidigt med dessa signaler (Se Störning av radiomottagning), vilket förvränger den mottagna informationen. Maximalt Ch.r. i detta fall kallas brusbegränsad känslighet; det är inte bara en parameter för mottagaren, utan beror också på externa faktorer. Under de mest gynnsamma förhållandena (främst vid mottagning inom området för mätare och kortare vågor, och särskilt under rymdradiokommunikation), är extern störning svag och den huvudsakliga faktorn som begränsar svartvit strålning blir radiomottagarens interna fluktuationsbrus (se Elektriska fluktuationer). Den senare, under normala driftsförhållanden för en radiomottagare, har en konstant nivå, så frekvenssvaret, begränsat av internt brus, är en väldefinierad parameter; per mått Ch.r. i detta fall tas den interna brusnivån ofta direkt, kännetecknad av brustal eller brustemperatur (se Brustemperatur) (se även Tröskelsignal).
Belyst.: Chistyakov N.I., Sidorov V.M., Radiomottagare, M., 1974.
N. I. Chistyakov.
Stora sovjetiska encyklopedien. - M.: Sovjetiskt uppslagsverk. 1969-1978 .
En radiomottagares förmåga att ta emot såväl svaga signaler som kvantiteter. måttet på denna förmåga, definierat som minimum. ingångssignalnivå, vid vilken den önskade effekten ges vid mottagarutgången: definierad. ljudkvalitet och volym... Big Encyclopedic Polytechnic Dictionary
genomsnittlig användbar radiokänslighet- 3,84 genomsnittlig användbar radiokänslighet (fältstyrka, för data): Den genomsnittliga fältstyrkan som genereras av en bärvåg vid radions nominella frekvens, modulerad av en normal testsignal, som ger... ... Ordboksuppslagsbok med termer för normativ och teknisk dokumentation
Känslighet, känslighet (av latin sensuskänsla, känsla) är en kvantitativ egenskap hos en enhets förmåga att reagera på ett visst sätt på yttre påverkan, en av de viktigaste tekniska parametrarna för vissa ... ... Wikipedia
Denna term har andra betydelser, se Känslighet. Känslighet är förmågan hos ett objekt att reagera på ett visst sätt på en viss liten påverkan, såväl som en kvantitativ egenskap hos denna förmåga.... ... Wikipedia
RADIO- RADIO. Broadcast-mottagare används för individuellt eller kollektivt lyssnande på sändningar från radiostationer. De flesta radiomottagare gör det möjligt att spela grammofoninspelningar med hjälp av spelare. Vid … … Kortfattad Encyclopedia of Housekeeping
En anordning för omvandling av elektriska signaler från antennutgången till elektriska signaler motsvarande de som tillförs radiokanalens ingång. Radiomottagaren förstärker de mottagna signalerna till önskade värden (oavsett storleken på ingången... ... Encyclopedia of technology- Detektormottagare, 1914 ... Wikipedia
En enhet utformad (i kombination med en antenn (Se Antenn)) för att ta emot radiosignaler eller naturliga radioemissioner och omvandla dem till en form som gör att informationen i dem kan användas. Beroende på syftet med R... Stora sovjetiska encyklopedien
